高效率小体积AD-DC电源的设计
高效率小体积ad-dc电源的设计即使是对经验丰富的电源设计人员来说，要在一个小体积内实现电源效率大化也不是一件容易的事。需要小型电源设计的设备有很多，比如平板显示器、机架式电脑设备和电信及航空底盘安装设备。在给定时间内，这类设备可能需要为负载提供数百瓦的功率。例如，1u机架式应用中采用的典型12v、300w电源有尺寸限制，高度不超过1.75 英寸 (44.45 mm)，并包含1个或多个风扇以进行强制空气冷却。但对于高度限制小于1u的系统，强制空气冷却也许不可行，这意味着必须采用成本高昂的大表面积薄型散热器来实现散热管理。因此，效率设计至关重要，因为其对减小散热器的尺寸与成本、提高设计的整体可靠性有直接的影响。
在大多数情况下，工作在这些功率水平的ac-dc电源需要某些类型的有源功率因数校正(pfc)。需要pfc与否取决于几个标准：功率水平、终端应用、设备类型和地理位置，此外通常还需要受en6100-3-2 或 ieee 519等规范的指导。对于ac-dc电源，一般把一个非隔离离线升压预转换器用作pfc级，其dc输出电压作为下游隔离dc-dc转换器的输入。由于这两个转换器是彼此串联的，故总体系统效率ηsys为每个转换器的效率的乘积：
(1)
由式(1)显然可见，在选择电源拓扑以及两个转换器级的控制技术时，必须进行谨慎全面的考虑。一种具有众多高效特性的系统解决方案是结合交错式双临界传导模式(bcm) pfc与隔离式dc-dc转换器，其中，前者后面跟着不对称半桥(ahb)，后者采用了带自驱动同步整流器(synchronous rectifier，sr)的倍流整流器次级端（current doubler rectifier secondary）。
图1. 12v、300w、小型通用 ac-dc电源。
对于300w-1kw范围的pfc转换器，应该考虑选择交错式临界传导模式(bcm) pfc，因为在相似的功率水平下，它的效率要高于连续传导模式(ccm) pfc控制技术。交错式bcm pfc基于一种可变频率控制算法，在这种算法中，两个pfc升压功率级彼此同步180度错相。由于具备有效的电感纹波电流消除，emi滤波器和pfc输出电容中常见的高峰值电流得以减小。输出pfc大电容受益于纹波电流消除是因为流经等效串联电阻(esr)的ac rms电流减小。另外，由于升压mosfet在依赖于ac线的零电压开关(zvs)下关断，在零电流开关(zcs)下导通，故可以进一步提高效率。对于350w的交错式bcm pfc设计，mosfet散热器可去掉，如图1所示。另一方面，ccm pfc设计中使用的升压mosfet则易受与频率相关的开关损耗的影响，而开关损耗与输入电流及线电压成比例。通过在零电流时关断交错式bcm升压二极管，可避免反向恢复损耗，从而允许使用成本低廉的快速恢复整流二极管，而且在某些情况下可以无需散热器。对于ccm pfc设计，反向恢复损耗是无可避免的，为解决这一问题，常常在二极管上并联一个rc缓冲器(但这样做会降低效率)，或者是采用较高性能的碳化硅二极管(会增加相关成本)。
对于隔离式dc-dc转换器设计，半桥是一个很好的拓扑选择，因为它有两个互补驱动的初级端mosfet，且漏源电压受限于所加的dc输入电压。半桥拓扑有两种变体，即llc 和不对称半桥(ahb)，都广获采用，部分原因在于有于这些拓扑的功率管理控制ic 销售。llc通过可变频率控制技术，利用与功率水平设计相关的寄生元素来实现zvs。不过，由于经调节的dc输出只使用电容滤波，这种拓扑适合的是输出纹波较低、输出电压较高的应用。对于离线dc-dc应用，一般规则是：当输出电压大于12vdc 时，选择llc。 对于300w, 12v dc-dc转换器，ahb是一种高效的选择。它采用一种固定频率控制方法。由于初级电流滞后于变压器的初级电压，故可为两个初级mosfet的zvs提供必要条件。类似于llc，利用ahb实现zvs的能力也取决于对电路寄生元素的透彻了解，比如变压器漏电感、匝间电容和分立式器件的结电容。相比llc控制中采用的可变频率控制方法，固定频率方案可以大大简化次级端自驱动同步整流(sr)的任务。自驱动sr的栅极驱动电压很容易由变压器次级端推算出来。增加一个低端mosfet驱动器，比如图2所示的双路4a fan3224驱动器，就可以精确给出通过mosfst米勒平坦区的电平转换和高峰值驱动电流，从而确保快速高效的sr开关转换。
图2. fan3224，利用
倍流整流器实现自驱动同步整流(sr)。
这种倍流整流器可用于任何双端电源拓扑和大dc电流应用，它具有好几个突出的特性。首先，其次级端由一个简单绕组构成，可简化变压器结构。其次，由于所需的输出电感被分配在两个电感器上，因大电流流入次级端而产生的功耗得到更有效的分布。第三，作为占空比(d)的函数，两个电感纹波电流彼此抵消。抵消掉的两个电感电流之和拥有两倍于开关频率的视在频率(apparent frequency)，故允许更高的频率，此外流入输出电感的峰值电流更低。后，在对称转换器 (推挽式、半桥、全桥) 中，每一个倍流电感都输送一半输出电流，而ahb却不尽然。
加在次级端整流器上的电压不对称可能是ahb的缺点之一。当 ahb在其限值d=0.5附近工作时，加载的sr电压几乎可达到匹配 。然而，更合理的方案是，通过对变压器的匝数比进行设计，使d在额定工作期间保持在0.25
为了说明该解决方案的可行性，采用一个交错式双bcm pfc升压预调节器来满足表1所示的规格，调节器之后是一个带自驱动sr的不对称半桥dc-dc转换器，如图1所示。
表1. 小型ac-dc电源设计规格。
表1中的规格是对全部设计要求的简单小结。主要设计目标如下：
1. 在尽可能宽的范围上获得大效率。
2. 实现尽可能小的设计尺寸。
3. 散热器的使用和尺寸小化。
在尽可能宽的负载范围上获得大效率需要对每一个功率水平的材料和元件选择进行仔细考虑，尤其是在磁性设计方面。由于交错式bcm pfc的频率可能高至数百khz，且变化多达10:1，升压电感必需定制设计。采用适当等级的等效多股绞合线可以尽量减小ac损耗，而ac损耗正是bcm pfc升压电感中铜损耗的主要部分。应该采用适合于高频工作的开气隙的铁氧体材料，对于本例，选择epcos的n87材料制作薄型efd30铁氧体磁芯组。测得的pfc效率如图3所示。
图3. 交错式bcm pfc 测得的效率 (100%=330w)。
对于300w小型 ahb变压器，一种解决方案是采用两个水平磁芯结构：初级端绕组串联，次级端绕组并联。这里必需使用两个变压器，因为每个磁芯的横截面积ae差不多是避免饱和所必需的150mm2的一半。要在一个不到20mm的小型元件上设计横截面积150mm2的传统形状的磁芯是不可能的事情。类似于bcm pfc电感设计，这里也采用绞合线和高频铁氧体磁芯材料来保持高效率。后一个重要设计步骤是把ahb变压器中的漏电感量控制在允许范围之内。对于zvs，需要某些特定的漏电感值，对于自驱动sr，需要调节时序延迟。在本设计中因变压器产生的有效泄漏被优化为7μh，也就是总体有效磁性电感的1.5%。300w ahb dc-dc转换器测得的效率结果如图4所示。
图4. ahb 390v to 12v/25a，dc-dc 测得的效率(100%=300w) 满负载效率主要由转换器功率水平的传导损耗来决定，因此，在这些条件下，几乎没有一种控制器有所助益。不过，要保持较高的轻载效率，倒有好几种控制器技术可供考虑。fan9612是一款交错式双bcm pfc控制器，其利用一个内部固定频率钳位来限制轻载下和ac输入电压的过零点附近的与频率相关的coss mosfet开关损耗。在ac线电压部分vin>vout/2期间，采用谷底开关技术来感测mosfet导通时间，进一步降低coss电容性开关损耗。另一方面，当vin
图5. pfc
相位管理 (1→2, 19%=64w ；2→1, 12%=42w)。
ahb隔离式dc-dc转换器的实现方案可采用ahb控制器fsfa2100来实现。fsfa2100在单个9脚si
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(1)
由式(1)显然可见，在选择电源拓扑以及两个转换器级的控制技术时，必须进行谨慎全面的考虑。一种具有众多高效特性的系统解决方案是结合交错式双临界传导模式(bcm) pfc与隔离式dc-dc转换器，其中，前者后面跟着不对称半桥(ahb)，后者采用了带自驱动同步整流器(synchronous rectifier，sr)的倍流整流器次级端（current doubler rectifier secondary）。
图1. 12v、300w、小型通用 ac-dc电源。
对于300w-1kw范围的pfc转换器，应该考虑选择交错式临界传导模式(bcm) pfc，因为在相似的功率水平下，它的效率要高于连续传导模式(ccm) pfc控制技术。交错式bcm pfc基于一种可变频率控制算法，在这种算法中，两个pfc升压功率级彼此同步180度错相。由于具备有效的电感纹波电流消除，emi滤波器和pfc输出电容中常见的高峰值电流得以减小。输出pfc大电容受益于纹波电流消除是因为流经等效串联电阻(esr)的ac rms电流减小。另外，由于升压mosfet在依赖于ac线的零电压开关(zvs)下关断，在零电流开关(zcs)下导通，故可以进一步提高效率。对于350w的交错式bcm pfc设计，mosfet散热器可去掉，如图1所示。另一方面，ccm pfc设计中使用的升压mosfet则易受与频率相关的开关损耗的影响，而开关损耗与输入电流及线电压成比例。通过在零电流时关断交错式bcm升压二极管，可避免反向恢复损耗，从而允许使用成本低廉的快速恢复整流二极管，而且在某些情况下可以无需散热器。对于ccm pfc设计，反向恢复损耗是无可避免的，为解决这一问题，常常在二极管上并联一个rc缓冲器(但这样做会降低效率)，或者是采用较高性能的碳化硅二极管(会增加相关成本)。
对于隔离式dc-dc转换器设计，半桥是一个很好的拓扑选择，因为它有两个互补驱动的初级端mosfet，且漏源电压受限于所加的dc输入电压。半桥拓扑有两种变体，即llc 和不对称半桥(ahb)，都广获采用，部分原因在于有于这些拓扑的功率管理控制ic 销售。llc通过可变频率控制技术，利用与功率水平设计相关的寄生元素来实现zvs。不过，由于经调节的dc输出只使用电容滤波，这种拓扑适合的是输出纹波较低、输出电压较高的应用。对于离线dc-dc应用，一般规则是：当输出电压大于12vdc 时，选择llc。 对于300w, 12v dc-dc转换器，ahb是一种高效的选择。它采用一种固定频率控制方法。由于初级电流滞后于变压器的初级电压，故可为两个初级mosfet的zvs提供必要条件。类似于llc，利用ahb实现zvs的能力也取决于对电路寄生元素的透彻了解，比如变压器漏电感、匝间电容和分立式器件的结电容。相比llc控制中采用的可变频率控制方法，固定频率方案可以大大简化次级端自驱动同步整流(sr)的任务。自驱动sr的栅极驱动电压很容易由变压器次级端推算出来。增加一个低端mosfet驱动器，比如图2所示的双路4a fan3224驱动器，就可以精确给出通过mosfst米勒平坦区的电平转换和高峰值驱动电流，从而确保快速高效的sr开关转换。
图2. fan3224，利用
倍流整流器实现自驱动同步整流(sr)。
这种倍流整流器可用于任何双端电源拓扑和大dc电流应用，它具有好几个突出的特性。首先，其次级端由一个简单绕组构成，可简化变压器结构。其次，由于所需的输出电感被分配在两个电感器上，因大电流流入次级端而产生的功耗得到更有效的分布。第三，作为占空比(d)的函数，两个电感纹波电流彼此抵消。抵消掉的两个电感电流之和拥有两倍于开关频率的视在频率(apparent frequency)，故允许更高的频率，此外流入输出电感的峰值电流更低。后，在对称转换器 (推挽式、半桥、全桥) 中，每一个倍流电感都输送一半输出电流，而ahb却不尽然。
加在次级端整流器上的电压不对称可能是ahb的缺点之一。当 ahb在其限值d=0.5附近工作时，加载的sr电压几乎可达到匹配 。然而，更合理的方案是，通过对变压器的匝数比进行设计，使d在额定工作期间保持在0.25
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1. 在尽可能宽的范围上获得大效率。
2. 实现尽可能小的设计尺寸。
3. 散热器的使用和尺寸小化。
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图3. 交错式bcm pfc 测得的效率 (100%=330w)。
对于300w小型 ahb变压器，一种解决方案是采用两个水平磁芯结构：初级端绕组串联，次级端绕组并联。这里必需使用两个变压器，因为每个磁芯的横截面积ae差不多是避免饱和所必需的150mm2的一半。要在一个不到20mm的小型元件上设计横截面积150mm2的传统形状的磁芯是不可能的事情。类似于bcm pfc电感设计，这里也采用绞合线和高频铁氧体磁芯材料来保持高效率。后一个重要设计步骤是把ahb变压器中的漏电感量控制在允许范围之内。对于zvs，需要某些特定的漏电感值，对于自驱动sr，需要调节时序延迟。在本设计中因变压器产生的有效泄漏被优化为7μh，也就是总体有效磁性电感的1.5%。300w ahb dc-dc转换器测得的效率结果如图4所示。
图4. ahb 390v to 12v/25a，dc-dc 测得的效率(100%=300w) 满负载效率主要由转换器功率水平的传导损耗来决定，因此，在这些条件下，几乎没有一种控制器有所助益。不过，要保持较高的轻载效率，倒有好几种控制器技术可供考虑。fan9612是一款交错式双bcm pfc控制器，其利用一个内部固定频率钳位来限制轻载下和ac输入电压的过零点附近的与频率相关的coss mosfet开关损耗。在ac线电压部分vin>vout/2期间，采用谷底开关技术来感测mosfet导通时间，进一步降低coss电容性开关损耗。另一方面，当vin
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